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Convertidores DC-DC Tutoria

Resumen : Las fuentes de alimentación conmutadas ofrecen una mayor eficiencia que las fuentes de alimentación lineales tradicionales. Pueden subir de nivel, bajar e invertir. Algunos diseños pueden aislar el voltaje de salida de la entrada. Este artículo describe los diferentes tipos de reguladores de conmutación utilizados en la conversión de CC-CC. También revisa y compara las diversas técnicas de control para estos convertidores.

Introducción

El interruptor de encendido fue la clave para los reguladores de conmutación prácticos. Antes de la invención del interruptor de potencia del Semiconductor Vertical de Óxido Metálico (VMOS), los suministros de conmutación generalmente no eran prácticos.

La función principal del inductor es limitar la velocidad de giro actual a través del interruptor de encendido. Esta acción limita la corriente de alto pico que de otro modo estaría limitada solo por la resistencia del interruptor. La ventaja clave para usar un inductor en los reguladores de conmutación es que un inductor almacena energía. Esta energía se puede expresar en julios en función de la corriente de la siguiente manera:

E = ½ × L × I²

Un regulador lineal usa una caída de voltaje resistivo para regular el voltaje, perdiendo potencia (caída de voltaje por la corriente) en forma de calor. Un inductor del regulador de conmutación tiene una caída de voltaje y una corriente asociada, pero la corriente está 90 grados fuera de fase con el voltaje. Debido a esto, la energía se almacena y se puede recuperar en la fase de descarga del ciclo de conmutación. Esto resulta en una eficiencia mucho más alta y mucho menos calor.

¿Qué es un regulador de conmutación?

Un regulador de conmutación es un circuito que utiliza un interruptor de alimentación, un inductor y un diodo para transferir energía desde la entrada a la salida.

Los componentes básicos del circuito de conmutación se pueden reorganizar para formar un convertidor reductor (buck), un convertidor elevador (boost) o un inversor (flyback). Estos diseños se muestran en las Figuras 1, 2, 3 y 4 respectivamente, donde las Figuras 3 y 4 son las mismas excepto para el transformador y la polaridad del diodo. Los circuitos de retroalimentación y control se pueden anidar cuidadosamente alrededor de estos circuitos para regular la transferencia de energía y mantener una salida constante dentro de las condiciones normales de operación.


Figura 1. Topología del convertidor Buck.

Figura 2. Convertidor de impulso simple.

Figura 3. Invertir topología.

Figura 4. Topología de retorno de transformador.

¿Por qué usar un regulador de conmutación?

Los reguladores de conmutación ofrecen tres ventajas principales en comparación con los reguladores lineales. En primer lugar, la eficiencia de conmutación puede ser mucho mejor. En segundo lugar, debido a que se pierde menos energía en la transferencia, se requieren componentes más pequeños y menos gestión térmica. En tercer lugar, la energía almacenada por un inductor en un regulador de conmutación puede transformarse en voltajes de salida que pueden ser mayores que la entrada (refuerzo), negativos (inversor) o incluso transferirse a través de un transformador para proporcionar aislamiento eléctrico con respecto al entrada ( figura 4 ).


Dadas las ventajas de cambiar los reguladores, uno podría preguntarse dónde se pueden usar los reguladores lineales. Los reguladores lineales proporcionan menos ruido y mayor ancho de banda; su simplicidad a veces puede ofrecer una solución menos costosa.

Hay, sin duda, desventajas con los reguladores de conmutación. Pueden ser ruidosos y requieren administración de energía en forma de un circuito de control. Afortunadamente, la solución a estos problemas de control está integrada en los chips de controlador de modo de conmutación modernos.

Fase de carga

En la Figura 5 se representa una configuración básica de impulso. Suponiendo que el interruptor ha estado abierto durante un tiempo prolongado y que la caída de voltaje en el diodo es negativa, la tensión en el condensador es igual a la tensión de entrada. Cuando el interruptor se cierra, la tensión de entrada, + VIN, se imprime a través del inductor y el diodo impide que el condensador descargue + VOUT a tierra. Debido a que el voltaje de entrada es DC, la corriente a través del inductor aumenta linealmente con el tiempo a una tasa proporcional al voltaje de entrada dividido por la inductancia.



Figura 5. Fase de carga: cuando el interruptor se cierra, la corriente aumenta a través del inductor.

Fase de descarga

La Figura 6 muestra la fase de descarga. Cuando el interruptor se abre de nuevo, la corriente del inductor continúa fluyendo al diodo de rectificación para cargar la salida. A medida que la tensión de salida aumenta, la pendiente de la corriente, di / dt, se invierte a través del inductor. El voltaje de salida aumenta hasta que se alcanza el equilibrio o:

V L = L × di / dt

En otras palabras, cuanto mayor es la tensión del inductor, más rápida es la corriente del inductor.



Figura 6. Fase de descarga: cuando se abre el interruptor, la corriente fluye a la carga a través del diodo rectificador.

En una condición operativa de estado estable, la tensión promedio en el inductor durante todo el ciclo de conmutación es cero. Esto implica que la corriente promedio a través del inductor también está en estado estable. Esta es una regla importante que rige todas las topologías de conmutación basadas en inductores. Dando un paso más allá, podemos establecer que para un tiempo de carga dado, t ON , y un voltaje de entrada dado y con el circuito en equilibrio, hay un tiempo de descarga específico, t OFF , para un voltaje de salida. Debido a que el voltaje promedio del inductor en estado estable debe ser igual a cero, podemos calcular el circuito de refuerzo:

V IN × t ON = t OFF × V L

Y porqué:

V OUT = V IN + V L

Entonces podemos establecer la relación:

V OUT = V IN × (1 + t ON / t OFF )

Usando la relación para el ciclo de trabajo (D):

t ON / (t ON + t OFF ) = D

Luego, para el circuito de refuerzo:

V OUT = V IN / (1-D)

Derivaciones similares se pueden hacer para el circuito buck:

V OUT = V IN × D

Y para el circuito inversor (flyback):

V OUT = V IN × D / (1-D)

Técnicas de control

De las derivaciones para boost, buck e inverter (flyback), se puede ver que al cambiar el ciclo de trabajo se controla la salida de estado estacionario con respecto a la tensión de entrada. Este es un concepto clave que rige todos los circuitos de conmutación basados ​​en inductores.

El método de control más común, que se muestra en la Figura 7 , es la modulación de ancho de pulso (PWM). Este método toma una muestra de la tensión de salida y la resta de una tensión de referencia para establecer una pequeña señal de error (VERROR). Esta señal de error se compara con una señal de rampa del oscilador. El comparador genera una salida digital (PWM) que opera el interruptor de encendido. Cuando la tensión de salida del circuito cambia, VERROR también cambia y, por lo tanto, cambia el umbral del comparador. En consecuencia, el ancho de pulso de salida (PWM) también cambia. Este cambio de ciclo de trabajo mueve la tensión de salida para reducir la señal de error a cero, completando así el lazo de control.



Figura 7. La señal de error variable genera una señal de interruptor modulada por ancho de pulso.

La Figura 8 muestra un circuito práctico que usa la topología de refuerzo formada con el MAX1932 . Este IC es un controlador integrado con un convertidor digital a analógico (DAC) programable incorporado. El DAC establece el voltaje de salida digitalmente a través de un enlace en serie. R5 y R8 forman un divisor que mide el voltaje de salida. R6 está efectivamente fuera de circuito cuando el voltaje DAC es el mismo que el voltaje de referencia (1.25V). Esto se debe a que hay cero voltios en R6 y, por lo tanto, cero de corriente. Cuando la salida del DAC es cero (tierra), R6 está efectivamente en paralelo con R8. Estas dos condiciones corresponden al rango de ajuste de salida mínimo y máximo de 40 V y 90 V, respectivamente.



Figura 8. El MAX1932 proporciona un circuito de refuerzo integrado con control de modo de voltaje.

A continuación, la señal del divisor se resta de la referencia interna de 1,25 V y luego se amplifica. Esta señal de error se emite en el pin 8 como fuente de corriente. Esto, junto con el par de entrada diferencial, forma un amplificador de transconductancia. Esta disposición se usa porque la salida en el amplificador de error es de alta impedancia (fuente de corriente), lo que permite ajustar la ganancia del circuito cambiando R7 y C4. Esta disposición también proporciona la capacidad de recortar la ganancia de bucle para obtener márgenes de estabilidad aceptables. La señal de error en el pin 8 se reenvía al comparador y se envía para controlar el interruptor de encendido. R1 es una resistencia de detección de corriente que mide la corriente de salida. Cuando la corriente es inaceptablemente alta, el circuito de PWM se apaga, protegiendo así el circuito.

El tipo de conmutación (topología) en las Figuras 7 y 8 se clasifica como un controlador de modo de voltaje (VMC) porque la realimentación regula la tensión de salida. Para el análisis podemos suponer que si la ganancia del bucle es infinita, la impedancia de salida para una fuente de tensión ideal es cero. Otro tipo de control comúnmente utilizado es el control de modo de corriente (CMC). Este método regula la corriente de salida y, con ganancia de bucle infinita, la salida es una fuente de alta impedancia. En CMC, el ciclo de corriente está anidado con un circuito de voltaje más lento, como se muestra en la Figura 9 ; una rampa es generada por la pendiente de la corriente del inductor y se compara con la señal de error. Entonces, cuando la tensión de salida se hunde, la CMC suministra más corriente a la carga. La ventaja de CMC es su capacidad para administrar la corriente del inductor. En VMC, la corriente del inductor no está medida. Esto se convierte en un problema porque el inductor, junto con el condensador de filtro de salida, forma un tanque resonante que puede sonar e incluso causar oscilaciones. El control de modo actual detecta la corriente del inductor para corregir inconsistencias. Aunque es difícil de lograr, los componentes de compensación cuidadosamente seleccionados pueden cancelar efectivamente esta resonancia en VCM.



Figura 9. Modulación de ancho de pulso en modo actual.

El circuito en la Figura 10 usa CMC con el controlador MAX668 . Este circuito de refuerzo es similar a las Figuras 7 y 8, excepto que R1 detecta la corriente del inductor para CMC. R1 y algunos comparadores internos proporcionan un límite de corriente. R5 junto con C9 filtra el ruido de conmutación en la resistencia de detección para evitar el disparo falso del límite de corriente. El umbral de límite de corriente interno del MAX668 es fijo; la resistencia de cambio R1 ajusta la configuración de límite de corriente. La resistencia R2 establece la frecuencia de funcionamiento. El MAX668 es un circuito integrado versátil que puede proporcionar una amplia gama de conversiones DC-DC.

Los componentes externos del MAX668 pueden tener clasificaciones de alta tensión que proporcionan una mayor flexibilidad para aplicaciones de alta potencia. Para aplicaciones portátiles que requieren menos energía, se recomiendan MAX1760 y MAX8627 . Estos últimos dispositivos usan FET internos, y detectan la corriente utilizando la resistencia de los FET para medir la corriente del inductor (no se requiere resistencia de detección).



Figura 10. El MAX668 para circuito de refuerzo controlado por modo de corriente.

La Figura 11 muestra una versión simplificada de la arquitectura Quick-PWM ™ de Maxim. Para analizar este circuito de inversión, comenzamos con la señal de retroalimentación por debajo del umbral de regulación definido por la referencia. Si no hay fallas de corriente hacia adelante, entonces el temporizador tON one-shot que calcula el tiempo de activación para DH se activa inmediatamente junto con DH. Este cálculo de tON se basa en la tensión de salida dividida por la entrada, que se aproxima al tiempo de conexión requerido para mantener una frecuencia de conmutación fija definida por la constante K. Una vez que ha expirado el temporizador de tON one-shot, DH se apaga y DL es encendido. Luego, si el voltaje sigue estando por debajo del umbral de regulación, el DH se vuelve a encender inmediatamente. Esto permite que la corriente del inductor aumente rápidamente para cumplir con los requisitos de carga. Una vez que se ha alcanzado el equilibrio con la carga, el voltaje promedio del inductor debe ser cero. Por lo tanto, calculamos:



Figura 11. Diagrama de bloques simplificado del control Quick-PWM de Maxim.

t ON × (V IN - V OUT ) = t OFF × V OUT

Reordenando:

V OUT / (V IN - V OUT ) = t ON / t OFF

Agregar 1 a ambos lados y recopilar términos:

V OUT / V IN = t ON / (t ON + t OFF )

Porque el factor de deber es D:

t ON / (t ON + t OFF ) = D

Para el circuito de dólar:

D = V FUERA / V EN

El método de control Quick-PWM patentado de Maxim ofrece algunas ventajas sobre PWM. El control Quick-PWM genera un nuevo ciclo cuando la tensión de salida cae por debajo del umbral de regulación. En consecuencia, los transitorios intensos obligan a la salida a caer, disparando inmediatamente un nuevo ciclo. Esta acción da como resultado una respuesta de paso de carga de 100ns. También es importante tener en cuenta que, a diferencia del circuito de reducción en la Figura 1, la Figura 11 usa un MOSFET (Q2) en lugar de un diodo para la ruta de descarga. Este diseño reduce las pérdidas asociadas con la caída del diodo; la resistencia a la conexión del canal MOSFET se duplica como un sentido actual. Debido a que se requiere la ondulación de la tensión de salida para estimular el circuito para conmutar, se requiere un condensador de filtro de salida con algo de ESR para mantener la estabilidad. La arquitectura Quick-PWM también puede responder rápidamente a los cambios de entrada de línea alimentando directamente la señal de voltaje de entrada a la calculadora de tiempo. Otros métodos deben esperar a que la tensión de salida se combe o se eleve antes de tomar medidas, y esto a menudo es demasiado tarde.

Una aplicación práctica de Quick-PWM se encuentra en la Figura 12 . El MAX8632 es una fuente de alimentación de memoria DDR integrada. Junto con un circuito de inversión Quick-PWM (VDDQ), el MAX8632 integra un regulador lineal de alta velocidad (VTT) para administrar los transitorios de bus que se encuentran en los sistemas de memoria DDR. El regulador lineal ofrece ventajas específicas sobre los conmutadores: los reguladores lineales no tienen un inductor para limitar la velocidad de respuesta actual, por lo que una velocidad de respuesta de corriente muy rápida puede dar servicio a los transitorios de carga. Los circuitos más lentos requerirían condensadores grandes para proporcionar corriente de carga hasta que la fuente de alimentación pueda incrementar la corriente para dar servicio a la carga.


Imagen más detallada
(PDF, 76kB)
Figura 12. El MAX8632 utiliza la arquitectura Quick-PWM de Maxim y un regulador lineal para proporcionar un sistema completo de suministro de energía DDR. El dispositivo se puede utilizar como una GPU principal o como una fuente de alimentación de núcleo lógico estándar.

Eficiencia

Uno de los mayores factores de pérdida de potencia para los conmutadores es el diodo rectificador. La potencia disipada es simplemente la caída de tensión directa multiplicada por la corriente que la atraviesa. La recuperación inversa para los diodos de silicio también puede crear pérdidas. Estas pérdidas de potencia reducen la eficiencia general y requieren una gestión térmica en forma de disipador de calor o ventilador.

Para minimizar esta pérdida, los reguladores de conmutación pueden usar diodos Schottky que tienen una caída de voltaje hacia adelante relativamente baja y una buena recuperación inversa. Para una máxima eficiencia, sin embargo, puede usar un interruptor MOSFET en lugar del diodo. Este diseño se conoce como "rectificador síncrono" (ver Figuras 11, 12 y 13 ). El interruptor rectificador síncrono está abierto cuando el interruptor principal está cerrado, y lo mismo ocurre a la inversa. Para evitar la conducción cruzada (los interruptores superior e inferior están encendidos simultáneamente), el esquema de conmutación debe ser break-before-make. Debido a esto, aún se requiere un diodo para conducir durante el intervalo entre la apertura del interruptor principal y el cierre del interruptor rectificador síncrono (tiempo muerto). Cuando un MOSFET se utiliza como un interruptor síncrono, la corriente normalmente fluye en reversa (fuente a drenaje), y esto permite que el diodo del cuerpo integrado conduzca la corriente durante el tiempo muerto. Cuando el interruptor rectificador síncrono se cierra, la corriente fluye a través del canal MOSFET. Debido a la resistencia de canal muy bajo para los MOSFET de potencia, la caída estándar hacia delante del diodo rectificador se puede reducir a unos pocos milivoltios. La rectificación sincrónica puede proporcionar eficiencias muy por encima del 90%.



Figura 13. Rectificación síncrona para el circuito buck. Observe el diodo del cuerpo MOSFET integrado.

El modo de salto mejora la eficiencia de carga ligera

Una característica ofrecida en muchos controladores de conmutación modernos es el modo de omisión. El modo Omitir permite que el regulador omita ciclos cuando no son necesarios, lo que mejora enormemente la eficiencia con cargas ligeras. Para el circuito buck estándar ( Figura 1 ) con un diodo rectificador, no iniciar un nuevo ciclo simplemente permite que la corriente del inductor o la energía del inductor se descarguen a cero. En este punto, el diodo bloquea cualquier flujo de corriente del inductor inverso y el voltaje en el inductor se reduce a cero. Esto se llama "modo discontinuo" y se muestra en la Figura 14 . En el modo de omisión, se inicia un nuevo ciclo cuando la tensión de salida cae por debajo del umbral de regulación. Mientras está en el modo de omisión y operación discontinua, la frecuencia de conmutación es proporcional a la corriente de carga. La situación con un rectificador síncrono es, desafortunadamente, algo más complicada. Esto se debe a que la corriente del inductor puede retroceder en el interruptor MOSFET si se deja encendida la puerta. El MAX8632 integra un comparador que detecta cuando la corriente a través del inductor se invierte y abre el interruptor, lo que permite que el diodo del cuerpo del MOSFET bloquee la corriente inversa.



Figura 14. En modo discontinuo, el inductor se descarga completamente y luego el voltaje del inductor se mantiene en cero.

La Figura 15 muestra que el modo de omisión ofrece eficiencias de carga ligera mejoradas, pero a costa del ruido, ya que la frecuencia de conmutación no es fija. La técnica de control de PWM forzado mantiene una frecuencia de conmutación constante y varía la relación entre el ciclo de carga y el ciclo de descarga a medida que varían los parámetros de funcionamiento. Debido a que la frecuencia de conmutación es fija, el espectro de ruido es relativamente estrecho, lo que permite que las técnicas sencillas de filtro de paso bajo o de muesca reduzcan en gran medida la tensión de ondulación de pico a pico. Debido a que el ruido se puede colocar en una banda de frecuencia menos sensible, PWM es popular entre las telecomunicaciones y otras aplicaciones donde la interferencia de ruido es una preocupación.



Figura 15. Eficiencia con y sin modo de omisión.

Resumen

Aunque las técnicas de conmutación son más difíciles de implementar, los circuitos de conmutación han sustituido casi por completo a las fuentes de alimentación lineales en una amplia gama de diseños portátiles y estacionarios. Esto se debe a que los circuitos de conmutación ofrecen una mejor eficiencia, componentes más pequeños y menos problemas de gestión térmica.

Los interruptores de potencia MOSFET ahora están integrados con controladores para formar soluciones de un solo chip, como el circuito MAX1945 que se muestra en la Figura 16 . Este chip tiene una bala metálica en la parte inferior que elimina el calor del dado, por lo que el paquete TSSOP de 28 pines puede disipar más de 1 W, permitiendo que el circuito suministre más de 10W a su carga. Con una frecuencia de conmutación de 1MHz, el inductor de salida y los condensadores de filtro pueden reducirse en tamaño, lo que ahorra espacio valioso y conteo de componentes. A medida que las tecnologías de conmutador de potencia MOSFET continúen mejorando, también lo hará el rendimiento en modo conmutación, reduciendo aún más los costos, el tamaño y los problemas de gestión térmica.



Figura 16. El MAX1945 es un dispositivo de conmutación interno de 6 A con un recuento reducido de piezas y una huella pequeña para ahorrar espacio en la placa.

Fuente de: maximintegrated.com

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